運算放大器穩定性基礎知識 - Part 2

歡迎來到運算放大器穩定性基礎知識，第 2 部分。完成本課程後，學習者將能夠理解運算放大器的 Z - O 和 Z - out 的特徵及其根本區別 ， 學習在同一圖上使用 Op - Amp Z - out 和負載阻抗 Z - load 曲線的穩定性檢查 ， 熟練掌握如何修改運算放大器反饋網絡 Z - F，以在測試版上形成 1 的運算放大器穩定性，並熟練掌握如何修改運算放大器輸入網絡 Z - I ， 爲了運算放大器的穩定性，在 beta 上塑造 1 。現在讓我們關注 Z - out 和 Z - O 的定義 ， 它們的意思是什麼，以及如何將運算放大器的 Z - out 用作一階穩定性檢查。 運算放大器的簡化 AC 模型將用於定義 R - O 和 R - out 之間的關係。 R - O 是運算放大器的小信號 AC 開環輸出阻抗。 R - out 是運算放大器的小信號、 AC 、閉環輸出阻抗。 這裏給出了 R - O 和 R - out 之間的關係，因爲 R - out 等於 R - O 超過 1 加上 AOL β 。 在這裏，我們再次看到我們的老朋友循環增益。理論上，R - O 總是保持不變 ， 開環或閉環。閉環反饋將調整 V - O 以保持環路閉合 ， 具有創建比 R - O 更低的 R - out 的效果。並非所有運算放大器都具有電阻性小信號 ， 交流，開環輸出阻抗。許多新一代運算放大器 ， 專爲特定的性能改進，具有複雜的輸出阻抗。 展望未來，我們將 R - O 更改爲 Z - O，R - out 更改爲 Z - out ， 來反映這些複雜的阻抗。記住 Z - O 是開環，小信號 ， 交流輸出阻抗，而 Z - out 是閉環，小信號，交流輸出阻抗。 使用 SPICE Op - Amp 宏模型進行穩定性分析時，請始終信任但驗證宏模型 Z - O 或 Z - out 是否與數據表匹配。 讓我們看一個 Z - O 和 Z - out 之間關係的例子，這裏假設 Op - 07 具有 60 歐姆的電阻 Z - O 。根據我們已知的 Z - O 和 Z - out 之間的關係 ， 我們看到一個統一的收益追隨者，Z - out 將等於大約 Z - O 超過 AOL 。 如果 Z - O 是常數，並且 AOL 在頻率上以每十年負 20 dB 的速度下降 ， 那麼 Z - out 必須在頻率上每十年增加 + 20 dB，這意味着 Z - out 是電感的。 如果您瞭解 Z - O 和 Z - out 之間的典型關係 ， 那麼一般來說，你永遠不會直接在運算放大器的輸出上放置電容器。 因爲如果運算放大器 Z - out 是電感性的並且負載電容器直接連接在運算放大器輸出上, 則創建 LC 諧振振盪電路。 這是一個巧妙的 LT spice 測試電路，在同一交流仿真中查看 Z - out 和 Z - load 。阻抗 Z 是通過將恆定電流驅動到負載中，然後測量負載兩端的電壓來測量的 當 Z 等於 V / I 時，Vsense 監控通過 I - 1 的電流，I - 1 是一個交流電流源，用於反向驅動 AD8682 運算放大器的輸出 VOA 。 對於 AC 分析, 我們僅想要一個電流源作爲激勵, 因此由通過 Vsense 的電流控制的電流控制的電流源 F - 1 將驅動 Z 負載, 在這種情況下是 10nF 電容器 C 場。 我們將通過測量 Vz 來測量 VOA 和 Z 負載，從而在圖 Z - out 中運行 AC 仿真。 就像我們在 FCL 上對 AOL 和 1 的 beta 圖進行閉合穩定性檢查的速率一樣，在此 Z - out 和 Z - load 圖上，我們希望 FX 的斜率差每十年只有 20 dB，以實現穩定性。 坡度差等於 Z 荷載坡度的絕對值減去 Z - out 坡度。 因此，斜率差等於每十年負 20 dB 的絕對值 等於負 40 dB 的絕對值，在 FX 處等於每十年斜率差 40 dB，我們的交流仿真結果表明，在 FX 處，Z - out 爲電感，Z - 負載爲電容。 我們預測 LC 諧振電路和 FX 處的振盪等於 494, 5 kHz 。 負載瞬態分析顯示在 494, 76 kHz 處振盪。 根據我們的 Z - out 和 Z - load 圖，我們預測了在 494, 5 kHz 處的振盪，這是由於 FX 處的斜率每十年相差 40 dB，等於 494, 5 kHz 。 穩定運算放大器電路的一種常見方式是通過修改運算放大器反饋網絡 ZF 和 / 或運算放大器輸入網絡 ZI 來修改 1 過 β 曲線。 本節將重點介紹實現這些修改的快速技術。對於許多運算放大器穩定性問題，我們在應用程序中使用特定的運算放大器 DC 增益和輸出負載。 在這種情況下，我們只剩下一種使電路穩定的方法，即修改 1 over beta 網絡，通常我們將通過修改運算放大器輸入網絡或反饋網絡來修改 1 over beta 網絡。 我們將研究一種單獨的通用方法來修改這些網絡中的每一個，對於大多數常見的運算放大器電路 1，β 將始終是運算放大器的非反相交流增益。 由於運算放大器輸入參考電壓噪聲始終被建模爲與運算放大器的非反相輸入串聯的電壓噪聲源 ， 1 過 β 通常被稱爲運算放大器電路的噪聲增益, 這裏示出了修改 1 過 β 反饋網絡的電路。對於許多情況, RP 小於或等於 0 。 1 倍 RF, 在低頻處, CP 是開路, 並且 ZF 近似等於 RF, 其中 RF 在 RI 上的低頻增益等於 100 或 40dB 。 在高頻下, CP 是短的, 並且 ZF 近似等於 RP, 其中 RP 的高頻增益超過 RI, 其等於 10 或 20dB 。從技術上講, 非反相增益是 1 加上 ZF 超過 RI, 但是差異對於我們的直觀外觀不是關鍵的。 FP 在 2piCPRF 上近似等於 1, 並且當 CP 的阻抗 XTP 與 RF 相同時發生。 FC 在 2 pi CPRP 上近似等於 1，並且在 CP 的阻抗 XTP 與 RP 相同時發生。由於我們知道 1 在 β 低頻上大於 1 在 β 高頻上，並且只有一個電抗元件 CP ， 那麼每十年的負 20 dB 斜率必須連接兩者，如果我們求解 FC 或 FP，另一個可以近似爲每十年的負 20 dB 斜率。 使用直觀的外觀來獲得總體所需的 1 超過 beta 曲線修改和 SPI 模擬來調整任何最終的確切值，給出了 FP 和 FC 的確切公式，因此我們可以將它們與直觀的外觀進行比較。 此處顯示了在 beta 上修改 1 的 ZF 網絡的最終形狀，正如我們通過對 ZF 網絡的直觀分析所預測的那樣，對於 RP 小於或等於 0.1 倍 RF ， 我們看到我們的直觀外觀與仿真結果之間存在非常密切的相關性，1 過 β 低頻大約等於 40 dB，1 過 β 高頻大約等於 20 dB 。 FP 等於 917 赫茲，FC 等於 9, 04 千赫。直觀的外觀提供了一種快速的方法來補償電路，然後依靠仿真獲得最終的準確結果，並快速迭代 直觀的外觀根據需要，這裏顯示的是一個電路來修改 1 過 beta 輸入網絡，對於任何情況下，Rn 小於或等於 0, 1 倍的 Ri 。 Cn 是開路並且 Zi 近似等於 Ri, 其中 RF 的低頻增益超過 Ri, 其等於 10 或 20dB 。 在高頻下，Cn 是一個短路，Zi 大約等於 Rn，RF 的高頻增益超過 Rn，等於 100 或 40 dB 。 非反相增益是 1 加上 RF 在 Zi 上, 但是差異對於我們的直觀外觀不是關鍵的, FP 近似等於 1 在 2piRnCn 上, 並且當 Cn 的阻抗 XCn 與 Rn 相同時發生。 在 C 處, R1Cn 近似等於 2 π 上的 1, 並且當 Cn 的阻抗 XCn 與 Ri 相同時發生。 由於我們知道 β 低頻上的 1 小於 β 高頻上的 1，並且只有一個電抗元件 Cn，因此每十斜率加 20 dB 必須將兩者連接起來。 如果我們求解 FC 或 FP，則另一個可以近似爲每十年斜率加 20 dB 。 使用直觀的外觀來獲得總體所需的 1 超過 beta 曲線修改和 SPI 模擬，以調整任何最終的精確值。 給出了 FP 和 FC 的確切公式，因此我們可以將它們與我們的直觀外觀進行比較。此處顯示了 Zi 網絡的最終形狀，以在 beta 上修改 1，這與我們對 Zi 網絡的直觀分析所預測的一樣。 對於 Rn 小於或等於 0.1 倍的 Ri, 我們看到我們的直觀外觀與模擬結果之間的非常密切的相關性, β 低頻上的 1 大約等於 20dB 。 1 在 β 高頻上大約等於 40 dB，At Z 等於 1 kHz，FP 等於 9, 92 kHz 。 直觀的外觀提供了一種快速的方法來補償電路，然後依靠仿真來獲得最終的準確結果，並根據需要快速迭代直觀的外觀。